Модернизация и принятие в эксплуатацию новых средств спутниковой связи

/

/

ВВЕДЕНИЕ

В настоящий период - время новых достижений в освоении космического пространства как в мирных, так и в целях

Повышается роль средств прямой связи, в частности военных систем спутниковой связи в управлении войсками, силами и оружием. Это объясняется тем, что системы спутниковой связи способны обеспечить связь на большие расстояния при минимальном количестве средств и в кротчайшие сроки.

Актуальными стоят проблемы повышения пропускной способности линий спутниковой связи, увеличение количества станций, работающих в сетях, доведение средств спутниковой связи до оперативно-тактического, тактического звеньев управления. Возникла необходимость повышения автоматизации установления связи с любой станцией в сети с выходом их на телефонную сеть общего пользования.

Анализ организации и обеспечения связи в контртеррористической операции в Чеченской республике показал, что в горных районах применении спутниковой связи является порой единственным средством обеспечения управления войсками.

Однако, несмотря на неоспоримые преимущества, системам спутниковой связи присуще и недостатки, основным из которых является практически полная радиоэлектронная доступность линий спутниковой связи другим радиоэлектронным средствам, в том числе и противника.

Модернизация и принятие в эксплуатацию новых средств спутниковой связи в условиях сокращения расходов на оборону, имеет цель решить проблемы по увеличению пропускной способности, а также увеличению устойчивости функционирования линий спутниковой связи с наибольшим эффектом от вложенных средств.

В ходе дипломного проектирования разработан модулятор для абонентского терминала спутниковой связи оперативно-тактического звена управления. Необходимость разработки нового модулятора обусловлена улучшением эффективности существующих модуляторов.

1. ОПЕРАТИВНО-ТАКТИЧЕСКОЕ ОБОСНОВАНИЕ ТРЕБОВАНИЙ К АБОНЕНТСКОМУ ТЕРМИНАЛУ СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ ОТЗУ

1.1 Принципы построения территориальной системы связи

В целях повышения эффективности функционирования системы связи ВС рФ предполагается широкое применение сетей связи общего пользования (ССОП).

Впервые о создании военных стационарных ССОП было заявлено в проекте опорной автоматизированной системы связи (ОАСС) Вооруженных Сил «Редут» в 1980 году. Тогда был принят принцип организации ССОП по звеньям системы управления Вооруженных Сил путем частичного взаимовыгодного объединения ресурсов системы связи пользователей.

На основе данного проекта был создан опытный район системы связи стратегического звена управления.

Из-за начавшейся перестройки проект не был внедрен в войска в полной мере. В последующем появилась новая идея - внедрить в систему связи ВС РФ принцип территориальной системы связи (ТСС). С 1993 года ТСС стала основным направлением в создании и развитии системы связи ВС РФ.

В соответствии с принятой методологией вся территориальная область страны делится на центральную зону (округ г. Москва), зоны театров военных действий (ТВД) и военных округов (ВО). в каждой из этих зон создаются:

- межвидовая ТСС высшего звена управления в центральной зоне;

- ТСС на ТВД;

- ТСС ВО.

ТСС любого звена управления - это совокупность взаимоувязанных и согласованных по задачам и месту узлов, центров и линий связи общего пользования, развернутых по единому плану в определенных районах для решения задач по управлению войсками (силами) всех объединений, видов Вооруженных Сил, размещенных в данном районе.

ТСС помимо стационарной имеет еще и мобильную (полевую) компоненту.

Территориально-зоновый принцип управления ТСС повышает оперативность управления элементами системы, позволяет обеспечить сосредоточение усилий на основных направлениях в зависимости от складывающейся обстановки.

В общем случае ТСС каждого звена управления включает:

- УС ПУ и штабов;

- центры коммутации каналов и сообщений (ЦККС);

- опорные, вспомогательные и гарнизонные УС;

- линии связи, стационарные радиоцентры и станции системы связи МС РФ и других министерств;

- УС фельдъегерско-почтовой службы постоянной готовности;

- узлы контроля безопасности связи (УКБС).

Основными элементами функционального состава ТСС являются:

- первичная сеть связи;

- вторичная сеть связи;

- сеть ФПС;

- система технического обеспечения связи и АСУ;

- система управления ТСС и войсками связи;

- резерв сил и средств связи.

Первичная сеть ТСС представляет собой совокупность типовых физических цепей и типовых каналов передачи, образованных на базе оконечных устройств стационарных УС ПУ и штабов, JEC и ЦККС, входящих в состав ТСС и соединяющих их линий передачи. Основу первичной сети составляют:

- опорная стационарная сеть связи (ОССС);

- линии привязки УС ПУ к ОССС;

- полевая компонента (мобильные радиорелейные станции, станции спутниковой связи и т.д.).

Структура ОССС, включающая ОУС, рокадные и осевые линии связи, определяется звеном управления, его названием и географическим положением. ОУС ТСС каждого звена подразделяется на две категории - главные и зоновые.

Зоновые ОУС имеют наименьшую начальную емкость и ограничиваются функциями каналообразования и коммутации. Они предназначены для обеспечения управления войсками, сосредоточенными в конкретных регионах, кроме того они используются для организации обходных путей в интересах объединения разных видов Вооруженных Сил.

Зоновые ОУС используют имеющиеся ОУС объединений, видов Вооруженных Сил, гарнизонные УС и сетевые УС МС РФ.

Главные ОУС выполняют не только функции каналообразования и коммутации, но и засекречивания. Они имеют выходы на зоновые ОУС не менее чем по двум независимым направлениям. Размещаются в специальных защитных сооружениях, а так же создаются не базе защищенных УС ПУ и узлах автоматической коммутации. Количество ОУС, рокад и сетей зависит от принятой системы управления оборонительных рубежей, а также от направления сосредоточения усилий группировок войск (сил).

1.2 Особенности построения территориальной системы связи военного округа

ТСС ВО составляет основу ТСС ВС РФ. В свою очередь ТСС ВО делится на зоны связи. В зависимости от оперативного предназначения округа и физико-географических особенностей возможны три основных способа деления приграничного ВО на зоны связи.

Первый способ - зоны связи строятся по оперативным направлениям. Каждая зона связи создается от государственной границы к внутренним округам. Количество таких зон связи равно количеству оперативных направлений (количеству армий первого эшелона в оборонительной операции).

Второй способ - зоны связи развертываются в соответствии с принятой системой оборонительных рубежей. Территория ВО делится при этом на три зоны связи:

- тактическую зону связи от государственной границы до армейского оборонительного рубежа;

- оперативную зону связи от армейского оборонительного рубежа до второго фронтового;

- тыловую зону, от второго фронтового до границы с внутренним ВО.

Третий способ - комбинированный, который предполагает построение оперативно-технических зон связи от границы до второго фронтового оборонительного рубежа по количеству оперативных направлений и тыловой зоны связи от второго фронтового рубежа до границы с внутренним ВО.

Кроме перечисленных зон связи могут создаваться отдельные зоны связи в интересах выполнения задач.

Вариант фрагмента построения ТСС ВО представлен на рисунке 1.1. как видно в состав входит:

- оси связи;

- рокады связи в главной и во второй полосе обороны;

- центральный центр коммутации каналов и сообщений (ЦЦККС);

- зоновый центр коммутации каналов и сообщений (ЗЦККС);

- районные центры коммутации каналов и сообщений (РЦККС);

- гарнизонные УС;

- опорные УС;

- УС министерства связи РФ.

Главнее ОУС ТСС созданы на базе защищенных УС ПУ ВО и армий из расчета не менее одного на зону связи.

Зоновые ОУС созданы на пересечении осевых и рокадных линий связи, а так же в районах дислокации нескольких сообщений или частей.

1.3 Роль и место спутниковой связи в территориальной системе связи

Радио, радиорелейные, тропосферные и волоконно-оптические линии связи не могут в полной мере решать задачу построения глобальной, широко разветвленной системы связи. Поэтому все наиболее широко используются военные системы спутниковой связи, которые позволяют охватить значительные территории: как отдельных ТВД, так и целые районы страны.

Кроме того, комплексы спутниковой связи (наряду с другими средствами) способны передавать сравнительно большие объемы информации в глобальном масштабе.

Сеть спутниковой связи - структура, которая предоставляет услуги конечным пользователям, и включает собственно систему спутниковой связи, интерфейсы с другими взаимодействующими элементами, а также наземные средства передачи и коммутации. Основными элементами сети являются узловые и оконечные станции спутниковой связи на УС ПУ, наземные стационарные узлы, центры спутниковой связи и ретрансляторы связи, установленные на ИСЗ.

Отсюда выделяют основные преимущества использования сетей спутниковой связи перед радио, радиорелейными и волоконно-оптическими линиями связи:

- возможность охвата громадных территорий и организация связи через территории занятые противником или непроходимыми;

- быстрота построения линий спутниковой связи;

- достаточно высокое качество связи независимо от расстоянии, времени суток, климатических зон (Pош=10-5);

Рисунок 1.1 - Фрагмент построения ТСС ВО (вариант)

- относительно высокая помехоустойчивость и надежность отдельных сетей спутниковой связи;

- высокая управляемость по средствам предусмотренных каналов управления, маневренность и оперативность.

На эффективность и качество развертываемой системы связи на ТВД оказывают влияния два главных условия:

- достаточный ресурс бортовых ретрансляторов связи (БР.ТР);

- наличие развернутой сети стационарных и мобильных станций спутниковой связи, находящихся на основных элементах ТСС, таких как УС ПУ объединений, зон территориальной обороны.

За последние годы резко ухудшилось состояние главной компоненты системы спутниковой связи - космического сегмента, то есть количество работоспособных БР.ТР.

Так, например, в составе ЕССС-2 в группировке из трех космических аппаратов «Глобус-1» в эксплуатации находятся только два, и один космический аппарат «Меридиан» на высокоэллиптической орбите проходит государственные испытания.

В настоящее время все более актуальным становятся задачи:

1. Возможного использования ресурса БР.ТР системы общего пользования и ведомственных систем в интересах Министерства Обороны РФ. Так еще в 1998 году Государственным комитетом по связи и информации РФ было принято решение на использование ресурса БРТР космических аппаратов «Экспресс», «Экспресс-АМ», «Ямал-100», «Ямал-200» в интересах Министерства Обороны РФ.

2. Необходимость в создании интегральной системы спутниковой связи.

3. Разработка и внедрение в войска нового поколения станций, имеющих модульную конструкцию, позволяющую в короткие сроки развертывать станцию, приблизив ее при этом к рабочим местам должностных лиц ПУ, и обладающих широким спектром интерфейсных устройств и сервисных услуг, включая и выход на телефонную сеть общего пользования; таких как Р-439-МД 3.

4. Выбор оптимального числа возможных режимов работы, уменьшение их до одного-двух, с обеспечением маскирации голосовых станций спутниковой связи нынешнего парка, у которых нет возможности ведения служебных переговоров, а только обмен телекодовыми командами.

5. Создание такой конструкции, которая бы позволяла достаточно просто обеспечить доступ большего числа абонентов вторичных сетей на магистральных линиях спутниковой связи.

6. Разработка станций допускающих двойной способ их применения: как для военных целей, так и для передачи информации от АТС удаленных гарнизонов.

1.4 Анализ способов организации спутниковой связи

В настоящее время в интересах ТСС работают следующие типы космических аппаратов: «Молния-3Т», «Грань», «Глобус-1», а также космические аппараты систем спутниковой связи общего назначения: «Экспресс-АМ», «Ямал-100», «Ямал-200».

В зависимости от использования типа космического аппарата возможны следующие способы организации спутниковой связи в ТСС:

1. При использовании космического аппарата «Молния-3Т»:

- радионаправление спутниковой связи;

- узловые сети спутниковой связи.

2. При использовании «Грань»:

- радионаправление спутниковой связи;

- сеть «каждый с каждым» во втором стволе;

- узловая сеть спутниковой связи (сеть со старшей станцией).

3. При использовании «Глобус-1»:

- радионаправление спутниковой связи;

- радиальная сеть спутниковой связи;

- узловые сети спутниковой связи;

- радиально-узловая сеть спутниковой связи;

- радио- АТС (РАТС) в стволах с обработкой на борту (ОСБ): 1,4,5.

4. При использовании «Экспресс-АМ», «Ямал-100», «Ямал-200»:

- радионаправление спутниковой связи;

- радиальная сеть спутниковой связи;

- узловая сеть спутниковой связи;

- предоставление канала по требованию (ПКТ) методом отдельный канал на несущей (ОКН):

а) Радионаправление спутниковой связи организуется в стволах с прямой ретрансляцией. Для «Глобус-1» это стволы номер два, три. «Грань» обеспечивает в стволах шесть, восемь и десять. Часто организуются отдельные направления в четвертом и пятом стволах космического аппарата «Глобус-1» с обработкой сигнала на борту.

Достоинства:

- простота организации связи;

- количество каналов зависит от типа станции.

Недостатки:

- большой расход частот;

- невозможно передать циркулярные сообщения и команды изменения режима работы при использовании стволов с прямой трансляцией.

Радионаправления спутниковой связи, как правило, транслируются на ограниченный срок. При использовании стволов с ОСБ используются только закрепленные линейки, а скорость определяется возможной групповой скоростью этой линейки.

б) Радиальная сеть спутниковой связи - такой способ организации спутниковой связи приемо-передающего центра (ППЦ) с подчиненными станциями.

Радиальная сеть - это совокупность радиальных направлений связи, образованных одним ППЦ и несколькими узловыми (оконечными) станциями. Информационная емкость каждого направления зависит от типа станции.

В системе ЕССС-2 радиальная сеть организована двумя способами во втором стволе:

1 ППЦ передает групповой сигнал 180 кБод, в сети 30 оконечных станций (рисунок 1.2), каждая работает на своей частоте и передает групповой поток в 6 кБод. На ППЦ каждый сигнал принимается на свой приемник.

2. Радиальная сеть, организованная станцией Р-439-КУЛ

Достоинства:

- возможность быстрого доведения циркулярной информации;

- не затруднен доступ абонентских станций до ППЦ;

- информационная емкость ограничена возможностями станций.

Недостатки:

- неэффективное использование ресурса БРТР из-за жесткого его закрепления;

- состав сети строго определен и запланирован;

- нет возможности у абонентских станций вести информационный обмен между собой;

- на ППЦ требуется большой объем оборудования.

в) Узловая сеть спутниковой связи - это способ организации спутниковой связи, при котором в качестве главной станции используется узловая станция, обеспечивающая связь с подчиненными, а также по одному направлению со станции старшего штаба и со станцией взаимодействующих соединений.

Узловая сеть развертывается на базе узловой станции старшего штаба, в интересах которого она организуется, и оконечных (узловых) станций подчиненных штабов.

Узловая сеть может развертываться в стволах с прямой ретрансляцией, но очень редко. Чаще всего она развертывается в стволах с ОСБ. Одна узловая станция может развертывать несколько узловых сетей связи в зависимости от ствола (1,4 или5), количество узловых сетей может быть равным.

Пример варианта построения узловых сетей представлен на рисунке 1.3.

Достоинства:

- возможность организации иерархической сети для передачи телекоммуникационной информации по десяти направлениям;

- возможность развертывания нескольких узловых сетей с помощью одной станции.

Недостатки:

- развертываются узловые сети в стволах с ОСБ, но с узловой станцией Р-440-У могут создаваться и в стволах с прямой ретрансляцией.

Возможно развертывание межузловых сетей на станциях Р-441-0, Р-439. При этом используется четвертый ствол космического аппарата «Глобус-1» и закрепленные линейки.

В таких сетях возможна организация не только сети, но и отдельные направления между этими станциями.

г) Радиально-узловая сеть обладает наибольшими возможностями по передаче информации. При этом создается многоуровневая иерархическая структура.

В этой сети одновременно функционируют сети спутниковой связи трех уровней управления:

- генеральный штаб (ГШ);

- штаб военного округа;

- штабы соединений.

Радиально-узловые сети строятся на двух принципах:

- при использовании независимых средств спутниковой связи;

- на использовании одних и тех же средств для развертывания сетей различной видовой принадлежности.

Радиально-узловая сеть - это совокупность радиальных направлений и узловых сетей, развернутых в стволах с ОСБ при использовании одной станции на УС ПУ.

Основной недостаток данного способа организации спутниковой связи состоит в ограничении числа станций, работающих в сети.

д) Связь в полнодоступной сети организуется как по засекреченным направлениям (каналам), так и по незасекреченным каналам.

Достоинства:

- обеспечение связи каждого с каждым;

- возможность циркулярной передачи сигналов ЦБУ и СПС;

- возможность развертывания многоуровневой сети одной станцией.

Недостатки:

- ограниченность числа станций, работающих в сети;

- сложность планирования СХОС и доведение их до начальников станций;

- нет возможности циклического изменения состава сети и предоставления ресурса.

е) Сеть Радио-АТС - это такая сеть, в которой информационное направление автоматически организуется между абонентами только на время передачи информации.

Сеть РАТС - это многостанционный доступ с предоставлением канала по требованию и является протоколом использования ресурса по требованию (рисунок 1.3).

В ЕССС-2 сети РАТС организуются в первом и пятом составах только по закрепленным каналам (направлениям). Максимальное число каналов - четыре.

В четвертом стволе сети РАТС организуются как по закрепленным направлениям, но без закрепления каналов связи (ПКТ), так и по незакрепленным частотам с занятием их только на время передачи информации (предоставление ресурса по требованию).

В режиме РАТС в одном стволе (1,4,5) может быть создано несколько отдельных сетей РАТС, каждая из которых самостоятельная и независимая. Это достигается тем, что станции одной сети РАТС вводят параметры только станции своей сети. Старшая станция сети позволяет обеспечить управление на инстанцию вниз.

Достоинства:

- увеличение числа ПУ с которыми возможна спутниковая связь;

- относительная простота установления связи с любым (из 150) корреспондентов сети;

- малое время ожидания предоставления ресурса для полученных станций;

- динамичное изменение состава сети.

Недостатки:

- зависимость ресурса от возможностей ствола БРТР;

- необходимость большого числа БРТР, так как общее число станций, работающих в стволе ограничена;

- невозможность передачи широкополосных потоков от земной станции (ЗС) (скорость по каналу до 4,8 кбит/с);

- нет возможности организации вокодерной служебной связи между механиками станций.

Для организации режима РАТС в системе ЕССС-2 предусмотрена аппаратура АО-1С «Окникс», представляющая собой двухпроцессорный спецвычислитель, которая предназначена совместно с аппаратурой «Агат» обеспечивать:

1. Работу 20 четырех канальных направлений связи на закрепленных по входу БРТР частотах, а также 90 (по 1,5 кбит/с) направлений связи на закрепленных частотах.

2. Непрерывный поиск сигнала вызова от 150 абонентов, поиск и выбор свободной единицы ресурса БРТР.

3. Контроль занятости вызываемой PC с возможностью исключения вызова в сторону занятой ЗС.

4. Вызов любого абонента сети.

Схема работы радиолинии спутниковой связи в режиме РАТС представлена на рисунке 1.4.

В исходном состоянии аппаратура «Агат» (АГ-31Б) подает на «Оникс» сигналы «Свободен».

По заказу абонента набирается адрес вызываемой станции и категория приоритета разговора. При этом передается вместо сигнала «свободен» сигнал «вызов», аппаратура «Оникс» анализирует занятость станции корреспондента по наличию служебных импульсов в групповом сигнале БРТР.

Если станция свободна, то «Оникс» вызывающей станции передает на БРТР адрес и приоритет вызываемой станции. Станция корреспондента обнаруживает в групповом сигнале БРТР вызов своей станции и передает на вызываемую станцию подтверждение о приеме вызова. После чего аппаратура «Оникс» обоих станций передает сигналы «работа» для подключения аппаратуры засекречивания к каналу. Начинается информационный обмен.

По окончании работы подается команда «Отбой». Передача информации прекращается, аппаратура переходит в исходное состояние.

Аппаратура «Оникс» может работать при управлении со станции, а также при управлении с узла связи через АО-1В и АО-1ВУ.

АО-1В - позволяет использовать каналы 1,2 кбит/с для передачи и приема служебных команд между УС и АО-1С с рабочего места телефониста, набор адреса и приоритета вызывающей станции.

АО-1ВУ - пульт оператора.

АО-1С через АГ-1А и АГ-31Б вводит в состав группового сигнала и получает из него всю необходимую служебную информацию:

- вызов;

- приоритет своего абонента;

- команду на установление соединения;

- команду «занято»;

- команду «отбой».

1.5 Выбор способа организации спутниковой связи в территориальной системе связи

Из всех способов организации спутниковой связи наиболее рациональное использование ресурса БРТР осуществляется при предоставлении канала по требованию (ПКТ). Это возможно в режиме РАТС на космическом аппарате «Глобус-1» в стволах с ОСБ и в стволах с прямой ретрансляцией методом отдельный канал на несущей.

В виде того, что космическая группировка из космических аппаратов «Глобус-1» не способна удовлетворять всех потребностей в спутниковой связи в ТСС, целесообразно применять космические аппараты систем общего назначения, например «Ямал-100», «Ямал-200».

Сети связи с ПКТ могут быть следующих видов:

- одна из станций сети является центральной (ЦС), а другие - абонентскими (АС), работа в такой сети осуществляется преимущественно по направлениям АС-ЦС;

- все абонентские и центральная станции сети могут работать в любых сочетаниях (сеть «каждый с каждым»);

- связь ЦС с особо важными абонентами на определенный период организуется по отдельному направлению ЦС-АС на закрепленных каналах, в которых никто больше не работает.

Целесообразно использовать все указанные виды связи, то есть строить сети связи с ПКТ, которые будут являться комбинированными и управляться координирующими станциями.

Работа такой сети иллюстрируется рисунком 1.5.

В данных сетях в состав аппаратуры абонентских станций входит два приемных тракта. Первый для приема информации с координирующей станции, которая является главной в сети, а в другой для приема информации от станции корреспондента.

Рисунок 1.4 - Принцип ПКТ в системе ЕССС-2

Частотный ресурс БРТР может включать 10 рабочих частот, из них закрепляются за координирующей (КС) станцией для организации служебной связи в данной сети. По запросному каналу управления КС получает запрос на сообщение со станцией корреспондента, либо информацию, предназначенную непосредственно для себя.

В групповой сигнал исходящего канала управления включены временные позиции под канал синхронизации, команд, управления и контроля за работой всех абонентских станций, входящих в состав сети, а также позиции для передачи информации, предназначенной абонентским станциям. Исходящий канал управления дает команду абонентским станциям в определенный момент времени настроить рабочие волны приемника и передатчика для сеанса связи в автоматическом режиме.

Абонентские станции работают с незакрепленным ресурсом БРТР. Ресурс закрепляется только на время сеанса связи, далее он передается другим станциям, работающим в сети.

Достоинства:

- закрепление отдельных частот только за КС;

- большая информационная скорость направлений спутниковой связи;

- организация определенных каналов минуя главную станцию, то есть между собой могут связаться две абонентские станции;

- возможность передачи как циркулярных сообщений от КС, так и ведение обработки информационных потоков на КС;

- такой способ обеспечивает меньший расход ресурса БРТР и увеличивается число станций в сети.

На рисунке 1.5 представлен вариант организации канала со скоростью 2,4 кбит/с с координирующей станцией с возможностью передачи телекодовой информации и канала 1,2 кбит/с между взаимодействующими станциями сети.

Рисунок 1.5 - Принцип построения спутниковой связи с ПКТ - ОКН

1.6 Основные требования к абонентскому терминалу спутниковой связи ОТЗУ

На основе проведенного анализа принципов и особенностей организации спутниковой связи в составе СС абонентский терминал спутниковой связи ОТЗУ должен:

1. Работать с БРТР расположенными на геостационарной орбите, так как количество космических аппаратов ограничено.

2. Антенна не полноповоротная, с направлением по принимаемому сигналу, что позволит упростить антенный пост и тем самым удешевить его, а также уменьшить массогабаритные размеры.

3. Аппаратура абонентского терминала должна обеспечивать:

- вынос антенного поста за пределы помещения;

- расположение аппаратуры внутри помещения;

- работу в режиме передачи голосовых, данных, факсимильных и текстовых сообщений;

- возможность передачи переговоров между механиками по служебным каналам с применением маскирации.

4. Абонентский терминал должен обеспечивать интерфейс с оконечной аппартурой типа:

- персональных ЭВМ;

- факсимильные аппараты;

- шифровальная аппаратура связи (ШАС).

5. Пороговое отношение «сигнал/шум» в соответствии с требованиями стандарта предъявляемыми к современным станциям спутниковой связи, при Pош=10-5, должно составлять не более 9,5 дБ,

6. Мощность передатчика, необходимая для работы станции сети спутниковой связи должна составлять порядка 10 Вт.

7. Для организации каналов в интересах управления войсками необходима скорость группового потока 6 кБод.

8. Для повышения помехоустойчивости абонентский терминал должен обеспечивать сверточное кодирование на линии спутниковой связи.

9. Осуществлять наиболее энергетически и спектрально эффективный метод модуляции для работы в стволах с прямой ретрансляцией узкополосных каналов.

10. Абонентский терминал должен иметь возможность транспортировки любым видом транспорта.

11. Возможность предоставления сервисных услуг (вызов абонента, сигнализация занятости, информация о приоритете корреспондента и его вызывной адрес и так далее).

2. ОБОСНОВАНИЕ ОСНОВНЫХ ТРЕБОВАНИЙ К МОДУЛЯТОРУ АБОНЕНТСКОГО ТЕРМИНАЛА

2.1 Исходные данные для определения технических характеристик модулятора

Спутниковая связь осуществляется через БРТР на космическом аппарате (КА) «Ямал-100». Наземный сегмент включает в себя координирующую и абонентские станции, работающие на десяти рабочих волнах, выделенных в стволе БРТР.

Две рабочие волны закрепляются за координирующей станцией для организации исходящего и запросного каналов. Восемь рабочих волн предоставляются по требованию абонентских станций с учетом занятости частотного ресурса БРТР. Условимся, что в данный момент работает четыре направления спутниковой связи, состоящих из восьми абонентских станций, и больше БРТР никого не обслуживает.

КА «Ямал-100» имеет следующие характеристики:

а) ЭНИМ в центре зонового луча - PG=34,7 дБ/Вт;

б) добротность приемной системы - G/TШУ=+2,7 дБ/К;

в) коэффициенты усиления антенн - GА ПРМ=26,3 дБ;

г) затухание фидерного тракта - WФ ПРД=1,7 дБ;

WФ ПРМ=1,2 дБ.

В основе координирующей, а для удобства и абонентской станции лежит аналог станции Р-439-МЦ3 с усилителем мощностью 40 Вт, расположенным непосредственно на антенне диаметром 1,2 см коэффициентами усиления 30 дБ на приеме и 33,5 дБ на передаче. Кроме того станция обладает такими характеристиками:

а) затухание фидерного тракта - WФ ПРД=0,5 дБ;

WФ ПРМ=0,9 дБ, так как дополнительное затухание вносит ствольный фильтр, осуществляющий развязку передающей и приемной частей;

б) добротность приемной системы - G/TШУ=+6,7 дБ/К;

в) скорость группового сигнала составляет B=6 кБод.

Необходимо определить будет ли обеспечено заданное количество связи с PОШ=10-5 с применением наиболее выгодного вида модуляции для этих условий на данной радиолинии спутниковой связи.

2.2 Выбор вида манипуляции

2.2.1 Анализ основных выдов манипулированных сигналов, применяемых в спутниковой связи

При передаче сообщений в цифровом виде качество связи оценивается частостью ошибок, приходящихся на один бит. При этом допустимые значения частости ошибок для различных условий составляет 10-6; 10-5; 10-4; 10-3. При правильных методах измерений частость ошибок достаточно близка к вероятности ошибочного приема, которая зависит от отношения на входе демодулятора:

(EA/NO), (2.1)

где EA - энергия элементарной посылки (1 бит);

NO - спектральная мощность плоскости шума.

Требуемое затухание (EA/N0) необходимое для обеспечения заданной частости ошибок, в первую очередь зависит от метода модуляции цифрового сообщения. В настоящее время наибольшее распространение получили различные виды фазовой модуляции (ФМ) и в частности двух и четырехуровневая относительная (дифференциальная) ФМ (ОФМ) в сочетании с когерентной демодуляцией. Начинают находить применение также другие многоуровневые виды ФМ и представляющие большой интерес так называемая «манипуляция с минимальным сдвигом» (ММС), являющаяся разновидностью частотной модуляции (ЧМ) без разрыва фазы. Использование угловых методов модуляции несущей обусловлено тем, что в спутниковых линиях связи имеются элементы с ярко выраженной нелинейностью передаточной («амплитудной») характеристики (например, ЛБВ ретранслятора). В связи с этим явное преимущество имеют методы передачи, при которых сохраняется постоянство огибающей радиосигнала.

В последнее время в системах спутниковой связи находит применение метод обработки цифровых сообщений с помощью сверточных кодов и декодирования по методу максимального правдоподобия. Этот метод по сравнению с обычными (некодированными) ОФМ-2 и ОФМ-4 позволяет на 4-6 дБ снизить требуемое отношение (EA/N0) при той же вероятности ошибок. Кодирующие и декодирующие устройства, использующие метод Витерби, сравнительно просто реализуются при скоростях передачи до 100 мбит/с. При этом энергетический выигрыш получается за счет некоторого увеличения скорости передачи (в 1,5-2 раза) и соответствующего расширения занимаемой полосы частот. Таким образом, данный метод оказывается наиболее выгодным в случаях, когда энергетический потенциал линии ограничивается мощностью передатчика (когда решающим фактором является ограничение мощности, а не занимаемой полосы частот).

В таблице приведены значения (EA/N0), необходимые для достижения требуемых значений вероятности (частости) ошибок при различных методах обработки.

Таблица 1.1 - Значения (EA/N0) для методов модуляции

Рассмотрим основные методы модуляции более подробно.

а) Амплитудная и частотная манипуляции

Процесс изменения одного или нескольких параметров несущей в соответствии с изменением параметров передаваемого сигнала или других сигналов, воздействующих на нее, называется модуляцией несущей. В зависимости от того, какой параметр несущего колебания - амплитуда, частота или фаза - отображает изменение модулирующего колебания д (t), различают амплитудную модуляцию (АМ), частотную модуляцию (ЧМ) и фазовую модуляцию (ФМ). Возможны комбинированные методы модуляции, когда изменяются одновременно два или более параметров несущей.

При передаче сообщения, представленного дискретными символами, вместо термина «модуляция» применяется термин «манипуляция» (keying или shift keying), а сам сигнал называется манипулированным.

При амплитудной манипуляции, характеризующейся включением и выключением несущей (ON/OFF keying), манипулированный сигнал имеет вид последовательности радиоимпульсов с прямоугольной огибающей:

, (2.2)

где Sm(t) повторяет закон двоичной (0,1) манипуляции, принимая на длительности T0 значения Sm(t)=Sm>1, Sm(t)=0>0 (рисунок 2.1 а).

Для сигнала вида (2.1), где Sm(t) может принимать различные двухполярные значения, применяют специальное название - манипуляция изменением (сдвигом) амплитуды (Amplitude Shift Keying - ASK).

Хотя принципиально возможны два вида ЧМ - с разрывом фазы (рисунок 2.1 б) и без разрыва (рисунок 2.1 в), в настоящее время на высоких скоростях применяется исключительно последний вид. Излучаемая частота принимает значения f1=fв+Дfm>1 и f0=fн+Дfm>0. С увеличением числа используемых частот приходим к М-ичной частотной манипуляции (MFSK).

Максимальное отклонение частоты Дfm от значения fн называется девиацией частоты. Отношение Дfm к частоте манипулирующего сигнала Fм называется индексом частотной манипуляции mчм.

Рисунок 2.1 - Сигналы АМ и ЧМ

При манипуляции посылками длительностью T0 (рисунок 2.1) индекс час-тотной манипуляции mчм, девиация частоты Дfm, скорость манипуляции V=1/2T0 связаны соотношением:

(2.3)

где Fm=1/2T0=V/2 - частота манипуляции.

В двоичных системах АМ, ЧМ, ФМ манипуляция прямоугольными посылками длительностью T0 характеризуется известным соотношением между Fm в герцах и скоростью V в бодах:

(2.4)

При этом Fm=F1, где F1 - основная частота (первая гармоника) в спектре периодической последовательности токовых и бестоковых посылок («меандр») длительностью T0.

б) Фазовая и относительная фазовая манипуляции

фазовая манипуляция (Phase Shift Keying - PSK) - вид манипуляции, обеспечивающий высокую скорость передачи кодовых символов. При М-ичной ФМ (PSK-M) используется М элементарных сигналов:

(2.5)

различающихся значениями фазы: 0=ц0< ц1< ц2<…< цM-1<2р.

Наибольшая помехоустойчивость обеспечивается обычно при равномерном размещении градации фазы, тогда:

(2.6)

Для двоичных (m=2) кодовых символов говорят об М-кратной фазовой телеграфии (ФТ), если м =log2M - целое. Например: M=4, м=2 - двухкратная ФТ (ДФТ); М=8, м=3 - трехкратная ФТ. При М=4 каждый из четырех S1 (t) «переносит» два символа (дибиты 00, 01, 10, 11) при М=8 каждый из восьми S1 (t) - три символа (000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111).

Сигналы ФМ могут приниматься лишь когерентно. Когерентное детектирование заключается в сравнении сигнала ФМ с опорным колебанием, которое синфазно с несущим колебанием и получается обычно путем обработки самого принимаемого сигнала ФМ. Всем способам восстановления несущей из сигнала ФМ-М свойственна М-кратная фазовая неоднозначность, когда фаза несущей может быть восстановлена с точностью до величины, кратной 2р/М. фазовая неоднозначность вызывает специфические искажения при демодуляции сигнала, называемые по аналогии со случаем двоичной ФМ «обратной работой».

Можно кодировать передаваемую информацию таким образом, чтобы исключить эффект «обратной работы».

Такая процедура реализуется при относительной (разностной, дифференциальной) фазовой манипуляции (ОФМ).

Относительная ФМ (Differential Phase Shift Keying - DPSK) отличается от обычной ФМ тем, что фазовый сдвиг цi отсчитывается по отношению к фазе не опорного (несущего) колебания, а сигнальной посылки (обычно предыдущей). При ОФМ информация содержится не в абсолютном значении начальной фазы посылки сигнала, а в разности фаз сигнальных посылок (как правило, соседних).

Формирование сигнала ОФМ отличается от формирования М-ичного сигнала ФМ дополнительным относительным кодированием. Оно сводится к преобразованию, например, m-ичных(0,1,2,…,m-1) символов ak в последовательность m-ичных символов bk по правилу bk=ak+bk-1 (при суммировании по модулю m). Затем несущая манипулируется полученной последовательностью по правилу ФМ.

Двухфазная (двоичная) ФМ (binary - BPSK) - простейшая форма ФМ. В соответствии с выражением (2.5) для М=2 получается противоположные сигналы:

.(2.7)

(2.8)

С двоичным информационным символом ak=1,0 сопоставляются сигналы S0(t) и S1(t). Первый совпадает по фазе с несущим колебанием (НК), а второй находится с ним в противофазе.

На рисунке 2.2 показаны: а - последовательность передаваемых информационных символов; б - манипулируемое колебание несущей частоты; в - манипулирующее напряжение ±Sm на выходе формирователя (Форм.±Sm); г - вид колебания ФМ, построенного в соответствии с правилом з, где НК обозначает фазу несущего колебания. Символу «1» соответствует сигнал, совпадающий по фазе с НК; символу «0» - сигнал, находящийся с ним в противофазе. Структурная схема модулятора ФМ приведена на рисунке 2.2 и.

Для ОФМ правило манипуляции звучит так: символу «0» соответствует сигнал, совпадающий по фазе с предыдущей посылкой (Дц=цi-цi-1=р) (рисунок 2.2 з). Позиции д, е, ж иллюстрируют формирование колебания двоичной ОФМ в модуляторе ОФМ, структурная схема которого представлена на рисунке 2.2 к. Преобразование последовательности {ak} в последовательность {bk} (рисунок 2.2 д) соответствует выражению bk=ak+bk-1 при b0=1; манипулирующее напряжение показано на рисунке 2.2 е; вид колебания ОФМ - на рисунке 2.2 ж. для периодической манипулирующей последовательности 1010… со скоростью 1/T0 на рисунке 2.2 л представлена диаграмма спектра ФМ.

Рисунок 2.2 - Формирование и вид сигналов ФМ и ОФМ

При ФМ-4 (ДФМ) в передаче участвуют четыре элементарных сигнала Si(t) (2.4) (i=0, 1, 2, 3), каждый из которых характеризуется своей фазой цi. Имеющиеся возможности (четыре сигнала) могут быть использованы для пе-редачи либо сигналов четырехичного кода (m=4), либо пар двоичных символов (дибитов). В последнем случае скорость передачи элементов сигнала (скорость модуляции - «бодовая» скорость) уменьшается в два раза по сравнению со скоростью передачи входного потока («битовой» скоростью), что вдвое сокращает занимаемую полосу частот.

Практическое применение в системах связи находят два набора фаз (альтернативы А и В): A-цi=0, 90, 180, 270 (-90)є; B-цi=45, 135, 225 (-135), 315 (-45)°. На рисунке 2.3 изображены векторные диаграммы двух указанных вариантов при передаче дибитов.

При относительной ФМ-4 (двухкратная относительная фазовая телеграфия, двойная относительная фазовая телефония - ДОФТ) дибитам ставятся в соответствие разности фаз (изменение фазы) Дц=цi-цi-1 двух соседних элементов передаваемого сигнала. На диаграммах (рисунок 2.3) соответствующие дибитам углы для ДОФМ надо трактовать как изменение фазы (Дц), отсчитываемое от фазы предыдущей посылки в момент ее окончания. Например, дибит 01 «передается» сдвигом фазы на 135° относительно предыдущей посылки по альтернативе В и 90° - по альтернативе А. соответственно, для дибита 11 имеем 225 и 180°.

Рисунок 2.3 - Векторные диаграммы альтернатив А и В

При достаточной мощности сигнала увеличением числа градаций фаз можно использовать полосу частот более эффективно.

в) Квадратурный метод формирования сигналов

Квадратурное представление сигналов является удобным и достаточно универсальным средством описания и на его основе формирования заключается в выражении колебания линейной комбинацией синусоидальной и косинусоидальной составляющих:

(2.9)

где x(t) и y(t) принимают значения двухполярных величин, постоянных на длительности элемента сигнала.

Согласно соотношению (2.6) манипуляция осуществляется в двух каналах на несущих, сдвинутых на 90°, то есть находящихся «в квадратуре».

Проследим работу квадратной схемы (рисунок 2.4 а) на примере формирования сигналов ФМ-4:

(2.10)

Исходная последовательность двоичных сигналов {y,x}>{0,1} длительностью двоичных сигналов на нечетные импульсы y, которые подаются в квадратурный канал (cosщнt), и четыре X, поступающие в синфазный канал (sinщнt). Формирователи выдают на своих выходах двухполярные манипулирующие импульсы y(t), x(t) в соответствии с последовательностями {y=0,1}, {x=0,1}. Манипулирующие импульсы имеют длительность T0. На выходах канальных перемножителей (x) формируются двухфазные (0, р) колебания ФМ

, ,

после суммирования они образуют четырехфазный сигнал ФМ (рисунок 2.4 б, альтернатива А). На рисунке 2.4 в представлена иллюстрация получения вторичных диаграмм альтернатив А и В в квадратурной схеме. В соответствии с методом формирования для сигнала ФМ-4 применяется также термин «квадратурная ФМ» (Quadrature PSK - QPSK).

связь сигнал спутниковый модулятор

Рисунок 2.4 - Формирование сигнала ФМ-4 в квадратурной схеме

При одновременной схеме символов в обоих каналах модулятора (10-01, 00-11) в сигнале ФМ-4 происходит скачок фазы Дц=р (рисунок 2.4 б). Скачки фазы на 180°, имеющие место также и при ФМ-2, вызывают амплитудную модуляцию огибающей сигнала (в ней появляются провалы огибающей до нуля), когда сигнал проходит через узкополосный фильтр. Такие изменения нежелательны, поскольку усиление сигнала в линейном режиме может увеличить энергию боковых полос и помехи в соседних каналах.

Четырехфазная ФМ со сдвигом (Offset QRSK - OQRSK) (рисунок 2.5) позволит избежать скачков фазы на 180° и, следовательно, глубокой модуляции огибающей.

Формирование сигнала в квадратурной схеме происходит по такому же алгоритму, как и для обычной четырехфазной ФМ, за исключением того, что манипуляция осуществляется x(t) и y(t), смещенными во времени на длительность T0 (рисунок 2.5 б, в). Текущее изменение фазы при таком смещении модулирующих потоков обусловлено лишь одним элементом (а не двумя, как при четырехфазной ФМ), а следовательно, и скачки на 180° отсутствуют.

Рисунок 2.5 - Сигнал OQPSK

Каждый элемент на входе модулятора синфазного или квадратурного канала может вызывать изменение фазы на 0, +90, -90° (рисунок 2.5 д, альтернатива А). Для сравнения на рисунке 2.5 е приведен сигнал QPSK.

Длительность элемента сигнала Si(t) OQPSK совпадает с длительностью T0 исходного информационного символа (x, y), то есть вдвое меньше, чем при ФМ-4 (QPSK). Это не приводит к расширению спектра для OQPSK.

Последнее объясняется тем, что ширина спектра OQPSK определяется шириной спектров квадратурной и синфазной составляющих, являющихся последовательностями независимых сигналов длительностью 2T0, как при ФМ-4.

Энергетический спектр Е(щ) сигналов OQPSK, как и QPSK, в области щ>0 описывается известным уравнением:

(2.11)

Отсутствие скачков фазы на 180° обеспечивает также дифференциальная квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом р/4 (р/4 Differential Quadrature Phase Shift Keying - р/4 DQPSK), которая, по существу, представляет собой ОФМ-4 по альтернативе В (рисунок 2.6)

Рисунок 2.6 - Диаграмма р/4 DQPSK

Присутствуют только скачки фазы (Дц=±45, ±135°), отсчитываемые от фазы предыдущей посылки. Фазовая диаграмма (рисунок 2.6), содержащая восемь позиций через 45° (р/4), фактически состоит из двух диаграмм (помечены темными и светлыми кружочками). Стрелками указаны возможные переходы между разрешенными значениями фазы. Передача дибитов сопровождается переходом от одной диаграммы к другой.

Так как в стволах с прямой ретрансляцией обеспечивается многопозиционный доступ с частотным разделением (МДЧР), а согласно условия, с применением узкополосных сигналов, необходимо учесть, что частотный ресурс ствола ограничен, из-за чего актуальной стоит проблема выбора такого вида модуляции, при котором сигнал будет занимать меньшую полосу частот и обладать высокой помехоустойчивостью. Поэтому в данном режиме работы БРТР основное внимание уделяется фазовой (относительной фазовой) модуляции (ФМ).

Как было рассмотрено, ФМ имеет множество видов. Разработка новых алгоритмов формирования модулированных сигналов направлена на решение задачи спектральной эффективности, но при этом значительно усложняется техническая реализация модулятора, ужесточаются требования по отношению сигнала к шуму (Ea/N0) для обеспечения заданного качества связи (Pош=10-5), усложняется возможность детектирования принятого сигнала, ухудшается энергетическая эффективность.

Таким образом, для военных систем спутниковой связи, где применяются сравнительно низкие скорости передачи сигналов, наиболее целесообразно применять классическую двухуровневую относительную фазовую модуляцию - ОФМ-2.

2.2.2 Оценка внеполосных излучений модулятора абонентского терминала

Радиосигналы с цифровой модуляцией представляют собой случайные процессы. Поэтому занимаемая ими полоса частот характеризуется их энергетическим спектром. Этот спектр концентрируется вокруг несущей частоты сигнала, причем подавляющая часть мощности сигнала приходится на некоторую ограниченную полосу частот. Сама полоса чаще всего определяется шириной энергетического спектра, измеренной по уровню минус 3 дБ относительно максимума, и именуемая основной полосой сигнала (ОПС). Составляющие спектра, лежащие вне ОПС, именуются внеполосными излучениями (ВИ). Такие составляющие существуют всегда, поскольку спектр реального сигнала не может быть равен нулю ни на каком конечном интервале. Уровень спектральных составляющих ВИ с ростом отстройки их частоты от несущей всегда убывает, хотя и немонотонно.

Существенную роль в приеме того сигнала, которому они принадлежат, ВИ не играют, так как по уровню спектра они близки или даже существенно ниже спектральной плотности мощности шума, на фоне которого осуществляется этот прием. Вместе с тем ВИ могут создавать помехи приему сигналов соседних станций, которые граничат по спектру с полезным сигналом. Приходится увеличивать разнос между частотами несущих колебаний соседних станций, что приводит к ухудшению использования полосы рабочих частот. Этим обстоятельством и определяется стремление максимально ослабить ВИ манипулированных радиосигналов.

Для одноканальных систем требования спектральной и энергетической эффективности оказываются, как правило, противоречивыми: повышение спектральной эффективности обычно приводит к снижению энергетической, и наоборот. Аналогичная ситуация имеет место и в многоканальных системах. Соответственно, рассматривая методы подавления внеполосных излучений, необходимо стремиться использовать те из них, которые не увеличивают требования к энергетической эффективности.

ВИ, присущие классическим методам манипуляции, резко снижают их спектральную эффективность. В связи с этим на первый план выходит задача подавления ВИ. Ниже рассмотрены пути решения задачи применительно к энергетически наиболее эффективному из базовых методов манипуляции - фазовой. Реализация соответствующих мер приводит к возникновению специфических вариантов, которые можно рассматривать как разновидности ФМ либо как новые способы манипуляции.

Сглаживание закона изменения манипулируемого параметра является одним из основных путей ослабления ВИ. Применительно к ФМ сглаживание означает замену скачкообразных изменений фазы несущей при манипуляции на ее плавное изменение. Главная проблема заключается в том, чтобы с одной стороны действительно обеспечит значительное снижение ВИ, а с другой - существенно не ухудшить потенциальную помехоустойчивость манипуляции. Последнее может явиться следствием изменения формы используемых элементарных сигналов, а следовательно, и величин коэффициентов корреляции между ними.

Охарактеризуем качественно указанные эффекты.

Пусть интервал времени, на котором производится сглаживание закона изменения фазы, tc?Tэ. как бы ни был мал данный интервал всегда можно так выбрать закон изменения фазы на нем, чтобы исключить разрывы как самой фазы, так и любого числа ее производных. Как уже отмечалось, это должно приводить к значительно более быстрому спаданию огибающей спектра ВИ. Следует иметь в виду, что этот эффект будет проявляться только при достаточно больших расстройках, грубо говоря при:

(2.12)

а при меньших расстройках спектр ВИ останется тем же, что и без сглаживания. По этой причине необходимо стремиться к увеличению интервала сглаживания tc и приближению его к длительности элементарного сигнала Tэ.

что касается самого закона сглаживания, то он может быть выбран различными способами. Наиболее простым считается линейное сглаживание, когда фаза изменяется от своего начального положения к конечному линейно. Однако возможны различные варианты. Чтобы пояснить их происхождение, обратимся к рисунку 2.7, где представлены векторные диаграммы сигналов.

Рисунок 2.7 - Векторная диаграмма сигналов ФМ-2 при сглаживании скачков фазы

Примем, что плоскость рисунка (фазовая плоскость) вращается с круговой частотой fн, так что гармоническое колебание этой частоты представляется неподвижным вектором на этой плоскости. Тогда два возможных ЭС классической ФМ-2 представляются векторами 1 и 2.

Для классической ФМ-2 из состояния 1 в 2 и наоборот происходит скачком. При сглаживании для этих переходов могут использоваться различные интервалы времени и различные пути: возвращение из 2 в 1 может происходить как по пути «б», так и по пути «в», а движение из 1 в 2 по путям «а» или «г». Выбор указанных путей может быть фиксированным или осуществляться в каждой тактовой точке по тому или ному закону. Таким образом, имеется ряд возможностей, приводящих к различным разновидностям ФМ-2. Не следует думать, что различия между данными разновидностями незначительны. Сравним, например, систему, использующую пути «а» и «в», то есть движение по всей фазовой плоскости с полным вращением (ПВ) вектора, и систему, использующую только пути «а» и «б», то есть с неполным вращением (НВ) вектора сигнала. Обратим внимание на то обстоятельство, что линейное изменение фазы вектора соответствует сдвигу его несущей частоты.

Таким образом, в варианте ПВ используются две частоты: fн (сохранение состояния 1 или 2) и f1=fн+0,5/tc (пути «а» или «в»), а в НВ - три: fн; f1=fн+0,5/tc (путь «а») и f2=fн-0,5/tc (путь «б»). Соответственно отличаются и спектры манипулированных радиосигналов: если в варианте НВ удобно рассмотреть среднюю частоту f0=0,5(fн+f1). Если использовать фазовую плоскость ,вращающуюся с этой круговой частотой, то на ней за время tc изображающий вектор будет поворачиваться на 90° в ту или иную сторону (по часовой стрелке или против нее) в зависимости от того, какой именно символ сообщения (1 или 0) передается. В тактовых точках вектор принимает одно из положений 0, 90°, -90 или 180°.

2.3.1 Обоснование требований к качеству связи при использовании модулятора ОФМ-2

Основным показателем качества связи на участках радиолинии спутниковой связи (РЛСС) является вероятность ошибочного приема - Pош. Так как на РЛСС будет применяться вид модуляции ОФМ-2, то прием сигнала будет когерентным. График определения вероятности ошибки для когерентного приема показан на рисунке 2.8.

Рисунок 2.8 - График определения вероятности ошибки для когерентного приема

Из графика определим отношение сигнала к шуму Ea/N0 для заданной вероятности ошибки Pош=10-5.

(2.13)

(2.14)

где г - коэффициент, учитывающий вид модуляции сигнала.

Таким образом для режима ОФМ отношение сигнала к шуму:

следовательно

Процедура нормирования качества на участках РЛСС зависит от способа ретрансляции сигналов и структуры радиолинии.

При прямой ретрансляции сигналов происходит непосредственное усиление и ретрансляция информационного сигнала и шумов. Для удовлетворения качества связи на линии спутниковой связи:

(2.15)

где h02* - требуемое отношение сигнала к шуму на линии;

h12* - требуемое отношение сигнала к шуму на участке от земной станции (ЗС) до БРТР, то есть на линии вверх;

h22* - требуемое отношение сигнала к шуму на участке от БРТР до ЗС, то есть на линии вниз.

Учитывая, что линия вверх (ЗС-БРТР) и линия вниз (БРТР-ЗС) неравнозначны в энергетическом отношении, для заданных требований по h02* на линии спутниковой связи на ее участках h12* и h22* должны быть больше на некоторую величину а и в соответственно.

Это обусловлено тем, что излучаемая мощность передатчиков PC и реальная чувствительность их приемников, как правило, превышают мощность передатчиков и чувствительность приемников БРТР.

(2.16)

На графике (рисунок 2.9) представлена зависимость коэффициентов нормирования качества связи на участках РЛСС при прямой ретрансляции сигналов.

Выбираем b=1,1 тогда

(19,44 дБ) на участке ЗС-БРТР;

(9,44 дБ) на участке БРТР-ЗС.

Рисунок 2.9 - Коэффициенты нормирования качества на участках РЛСС

2.3.2 Расчет реальной чувствительности приемника абонентского терминала

Под реальной чувствительностью приемника понимается уровень сигнала на входе приемника, при котором обеспечивается заданное качество связи.

Реальная чувствительность зависит от отношения сигнала к шуму на линии, скорости принимаемого сигнала.

Для расчета необходимо определить спектральную мощность шумов на входе приемника:

(2.17)

где k - постоянная Больцмана: k=1,38·10-23 Вт/Гц;

TШУ - суммарная шумовая температура тракта приема.

Расчет для земной станции:

Из выражения, определяющего добротность приемной системы:

(2.18)

откуда

,

что соответствует 213,8°К.

Таким образом

Для ретранслятора аналогично:

, что соответствует 229°К, кроме того приемная антенна БРТР, направленная в сторону Земли, принимает шумы, создаваемые Землей и ее атмосферой. Эквивалентная температура шума за счет шумовых излучений Земли составляет порядка 300°К.

Таким образом:

, тогда

Реальная чувствительность приемника земной станции определяется из выражение:

(2.19)

для ретранслятора:

(2.20)

где (ф) - коэффициент потерь на техническую реализацию устройств обработки сигналов;

ф01(02) - длительность импульсов передаваемого сигнала.

Для удобства расчетов принято, что станции однотипные, работают в режиме прямой ретрансляции узкополосных сигналов, поэтому: ф01= ф02 и ж (ф01)= ж (ф02).

ж (ф)=1,5 дБ, что соответствует 1,4.

где B - скорость линейного сигнала.

На участке БРТР-ЗС h12*=8,8 раза,

На участке ЗС-БРТР h12*=88 раз,

2.2.3 Расчет номинальной величины уровня на входе приемного устройства абонентского терминала

В связи со значительными протяженностями интервалов от земной станции до ретранслятора сигнал претерпевает затухание в свободном пространстве порядка Wсв1,2=200 дБ.

Определим, будет ли при данных условиях обеспечено заданное качество связи. Для этого:

- определим мощности передающих устройств ЗС и БРТР

Pпрд зс=40 Вт, что соответствует уровню 16,02 дБ;

(2.21)

где PG - ЭИИМ ретранслятора, GA - коэффициент усиления передающей антенны БРТР, WФ - затухание фидерного тракта к передающей антенне БРТР.

этот уровень соответствует мощности Pпрд бртр=8,1 Вт.

Так как при VLXH мощность БРТР распределяется по всем станциям, работающим в сети, то парциальная мощность определяется как:

(2.22)

где Nст - количество станций работающих в стволе БРТР.

, что соответствует 0,054 дБ.

На входе приемника БРТР сигнал будет иметь уровень:

Pрч бртр=-139,7 дБ, значит на участке ЗС-БРТР заданное качество БРТР превышает его реальную чувствительность.

Определим уровень сигнала на входе приемника земной станции:

Pрч зс=-153,6 дБ, значит на участке БРТР-ЗС заданное качество так же обеспечивается, так как уровень сигнала на входе приемника ЗС превышает его реальную чувствительность.

Кроме того на линии спутниковой связи применяется сверточное кодирование, которое повышает помехоустойчивость и снижает требования к вероятности ошибки в канале.

Анализ видов модуляции и энергетический расчет радиолинии спутниковой связи показал, что удовлетворение требований к заданному качеству связи, простота схемной реализации модулятора достижима при применении модуляции ОФМ-2, когда речь идет о работе в режиме с прямой ретрансляцией узкополосных сигналов обладающих сравнительно низкой скоростью передачи.

Для уменьшения уровня внеполосных излучений необходимо линейное (главное) изменение фазы несущего колебания.

3. АНАЛИЗ СХЕМ ПОСТРОЕНИЯ И РАЗРАБОТКИ ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМЫ МОДУЛЯТОРА

3.1 Анализ схем построения модуляторов

В настоящее время в аппаратуре связи применяется большое разнообразие схем модуляторов, обеспечивающих режим ОФМ-2.

Рассмотрим наиболее распространенные из них.

3.1.1 Модулятор с использованием балансного перемножителя на диодах

Рассмотрим схему модулятора ОФМ с использованием перемножителя на диодах, изображенную на рисунке 3.1.

Схема работает следующим образом: колебания несущей частоты подаются на первичную обмотку трансформатора ТР1, а напряжение модулируемого колебания на средние точки обмоток ТР1 и ТР2. В крайние точки этих обмоток по мостовой схеме подключены VD1…VD4. При подаче на средние точки напряжения положительной полярности - VD2 и VD3. Сопротивление открытых диодов за бесконечное. При изменении полярности изменяется фаза несущего колебания. При ОФМ-2, при смене полярности в канал передается сигнал сдвинутый на определенный фазовый угол относительно фазы предыдущего сигнала.

Достоинством данного модулятора является возможность ограничивать спектр цифрового сигнала в основной полосе частот с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ).

Рисунок 3.1 - Балансный модулятор ОФМ

3.1.2 Отражательный модулятор

Рассмотрим схему отражательного модулятора ОФМ-2, построенную по последовательной схеме (рисунок 3.2).

Сигнал СВЧ от задающего генератора (ЗГ) поступает на циркулятор (Ц1), к которому через p-i-n диод подключен отрезок четверть-волновой линии, где л - длина волны СВЧ сигнала. При открытом p-i-n диоде фаза сигнала на выходе циркулятора может быть принята за нулевую, сигнал, отраженный от отрезка линии, приобретает набег фазы (2р/n). Фаза сигнала изменяется под воздействием управляющих импульсов передаваемой цифровой последовательности, которые коммутируют p-i-n диод, подключая к циркулятору отрезок линии, соответствующий набегу фазы 180°.

Рисунок 3.2 - Отражательный модулятор ОФМ

3.1.3 Модулятор с дискретной схемой управления

Схема модулятора с дискретной схемой управления изображена на рисунке 3.3. В данной схеме ест кодирующее устройство, которое состоит из схемы «И» и триггера, включенного по счетному входу. Необходимо также наличие тактовых импульсов (ТИ), частота следования которых равна скорости модуляции. Колебания несущей частоты подаются на первичную обмотку ТР1, а напряжение модуляции Uмод на средние точки обмоток ТР1 и ТР2. В крайние точки этих обмоток по мостовой схеме подключены нелинейные элементы VD1…VD4. При поступлении на средние точки напряжения положительной мощности, открыты VD1 и VD4, а при поступлении напряжения отрицательной полярности VD2 и VD3. Сопротивление открытых диодов можно принять за равное нулю, а закрытых соответствует бесконечности. При изменении полярности, изменяется фаза несущего колебания. При ОФМ посылке каждой полярности соответствует передача в канал сигнала сдвинутого на определенный фазовый угол относительно фазы предыдущего сигнала. Итак, при передаче положительного импульса фаза сигнала остается без изменений, а при передаче отрицательного импульса фаза сигнала сдвигается относительно предыдущего на 180°.

3.1.4 Модулятор без разрыва фазы с использованием делителя частоты с применением деления

Рассмотренные выше схемы модуляторов ОФМ-2, формирующие сигнал с разрывом фазы имеют общий недостаток - высокий уровень внеполосных излучений, что не соответствует требованиям, предъявляемым к модулятору во втором разделе данного дипломного проекта.

Модуляторы, построенные по схеме с использованием делителя частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД), изображенной на рисунке 3.4, позволяют устранить данный недостаток.

Рисунок 3.3 - Модулятор с дискретной схемой управления

Отличительной особенностью формирования сигнала ОФМ-2 является то, что в момент появления фронта информационной посылки фаза сигнала изменяется на 180° не скачком, а плавно - в течение четверти длительности информационной посылки. Так как отсутствуют резкие изменения фазы сигнала, уменьшается уровень боковых составляющих спектра фазоманипулированного сигнала, то есть энергия сигнала сосредотачивается в пределах главного лепестка спектра, что обеспечивает улучшение качества приема информации по сравнению с существующими способами формирования ОФМ сигналов при одинаковом уровне сигнала на выходе приемника и способе его обработки.

Этот принцип изменения фазы сигнала на 180° в течение четверти длительности информационной посылки показан на рисунке 3.6.

Метод формирования сигналов ОФМ без разрыва фазы основан на изменении за некоторое время коэффициента делителя частоты с переменным коэффициентом деления. За счет этого происходит плавное (линейное) изменении фазы.

Рисунок 3.4 - Структурная схема модулятора ОФМ без разрыва фазы с использованием ДПКД

Рисунок 3.5 - Функциональная схема модулятора ОФМ-2

Определим сдвиг фазы за один период колебания для f=3,3 МГц относительно f=3,0 МГц.

.1)

Рисунок 3.6 - Принцип изменения фазы

где ДT - разница периодов колебаний 3,3 МГц и 3,0 МГц, T - период колебания 3,0 МГц, 2р - соответствует сдвигу 360°.

Таким образом:

Аналогично рассчитаем сдвиг фазы для f=2,7 МГц относительно f=3,0 МГц.

Получим .

Итак, для достижения требуемого набега фазы ±180° необходимо, несколько периодов колебаний частоты 3,3 МГц и 2,7 МГц, прежде чем ДПКД перестроится на средний коэффициент деления для получения частоты 3,0 МГц.

(3.2)

где k - необходимое число периодов колебаний для достижения набега фазы 180°.

Таким образом, за длительность 5 периодов произойдет линейное изменение фазы колебания 3,0 МГц на 180°. Управление коэффициентом деления производится синхронно с сигналом манипуляции.

3.2 Расчет принципиальной схемы устройства управления делителя с переменным коэффициентом деления

3.2.1 Расчет емкости счетчика импульсов схемы управления делителя с переменным коэффициентом деления

На рисунке 3.5 приведена функциональная схема модулятора на ДПКД. Сигнал источника опорных колебаний с частотой 30 МГц в ДПКД делится N раз. При появлении на входе схемы привязки фронтов импульсов (СПФИ) положительного фронта манипулирующего сигнала (+р), в момент появления на другом его входе положительного фронта импульса с ДПКД происходит опрокидывание коротким импульсом триггера Т. В результате опрокидывается ключ, запускается счетчик и переключается коэффициент деления ДПКД, который начинает делить частоту 30 МГц (N-m) раз. В момент заполнения счетчика импульсов происходит обратное опрокидывание триггера, ключ блокирует счетчик, а ДПКД возвращается в исходное положение и продолжает делить частоту f0 N раз. При появлении на входе СПФИ отрицательного фронта импульса (-р), в момент заполнения счетчика снова происходит опрокидывание триггера, ключ блокирует счетчик, а ДПКД приобретает коэффициент деления равный N раз.

Емкость счетчика выбирается таким образом, чтобы при прохождении импульсов частотой f0/(N+m) фаза сигнала изменялась на Дц, где Дц - требуемый сдвиг фазы, то есть:

(3.3)

Преобразуя это выражение получим требуемый сдвиг фазы:

(3.4)

который не зависит от входной частоты при выбранном соотношении mk/N.

Обозначить через B скорость передаваемой информации, а ф=ф0B - определенную длительность линейного изменения фазы по отношению к длительности элементарной посылки, получаем:

(3.5)

Проанализируем данные выражения с точки зрения выбора величины N, k, m, f0 при проектировании модулятора с линейным изменением фазы.

Если принять, что допустимые краевые искажения информации за счет СПФИ не должны превышать 5% от длительности элементарной посылки, то очевидно:

(3.6)

Подставляя выражения (3.4) в (3.3) получим:

Если взять ф=0,25, что с точки зрения ограничения спектра достоверности принимаемой информации является оптимальным, то получим:

Тогда при Дц=±р и m=1:

для B=12 кБод.

Рассматриваемая схема поводит легко реализовать известный способ формирования ОФМ сигнал без разрыва фазы.

3.2.2 Разработка принципиальной схемы устройства управления делителя с переменным коэффициентом деления модулятора ОФМ-2

Наиболее быстродействующими и устойчивыми к воздействию помех являются микросхемы 531 серии, на которых и будет реализована разрабатываемая схема устройства управления ДПКД.

Здесь в качестве счетчика импульсов используется микросхема КР 531 ИЕ 18, которая представляет собой синхронный четырехразрядный двоичный счетчик с выходом переноса, параллельной хаписью начального кода и входом синхронного обнуления. Основной функцией микросхемы является подсчет импульсов входного сигнала, подаваемых на счетный вход.

Наличие выхода переноса позволяет создавать блок из микросхем с коэффициентом пересчета N=(16)k, где k - число микросхем. Наличие режима параллельной записи информации начального кода и входа синхронного обнуления позволяет использовать данную микросхему в качестве счетчика с любым коэффициентом пересчета. ТБ16б содержит 521 интегральный элемент, пластмассовый корпус типа 201.16-16.

Дешифратор ДШ-1 включает в себя элементы DD5.1, DD5.2. Дешифратор ДШ-2 включает DD4.1, DD4.2, DD4.3. Дешифратор ДШ-3 включает DD6.1, DD6.2, DD6.3, DD6.4. Остальные элементы в совокупности представляют собой схему управления ДПКД.

В схемах дешифраторов и схеме управления используются интегральные микросхемы КР 531 ЛА 3, представляющие собой четыре логических элемента И-НЕ, содержащие 76 интегральных элементов с корпусом типа 201.14-1, и КР 531 ЛЕ 1, представляющих собой четыре двухвходовые элемента ИЛИ-НЕ, содержащая 96 интегральных элемента в корпусе типа 201.14-1.

На вход схемы управления (информационный) поступают манипулирующие импульсы с частотой 12 кГц, длительность импульсов ф=8,33·10-5. Пусть на вход схемы управления поступает импульс с уровнем логической единицы, счетчик подсчитает импульсы, вырабатываемые генератором опорной частоты (fm).

На выходе счетчика формируется параллельный двоичный код, соответствующий порядковому номеру импульса на счетном входе. При приходе на вход счетчика положительного фронта девятого импульса, на выходе счетчика формируется параллельный двоичный код 1001, при этом дешифратор ДШ 1 вырабатывает импульс, который через элемент DD5.2 и DD1.2 поступает на вход К счетчика, в результате чего счетчик обнуляется. Таким образом, коэффициент деления равен «9». Такой режим работы ДПКД поддерживается до момента появления на входе схемы управления Uмод уровня логического нуля, что не разрешает обнуления счетчика, при появлении на его входе девятого импульса. Счетчик продолжает подсчет импульсов. В момент смены фазы ДПКД имеет коэффициент деления 10, предназначенный для того, чтобы изменение фазы происходило именно без разрыва фазы и когда фазы выравниваются, переключается на коэффициент деления 11. С выхода схемы импульсы с частотой 3±0,3 МГц подаются на полосовой фильтр с полосой пропускания 60 кГц, который преобразует прямоугольные импульсы в гармонические колебания, используя два преобразования частоты. На выходе модулятора получаем сигнал с частотой f=70±0,3 МГц.

3.2.3 Работа фазового модулятора

В режиме формирования фазоманипулированных радиосигналов (режим ОФМ, ФМ) для скорости 12 кБод на ДПКД поступает колебание частотой 30 МГц, получаемое из сигнала 10 МГц. на скорости передачи линейного сигнала B=12 кБод средний коэффициент деления ДПКД устанавливается равным N0=10.

При этом на выходе ДПКД формируется фазоманипулированный радиосигнал на частоте 3 МГц. Последовательность импульсов с информационного входа поступает на устройство управления, которое синфазно с ней вырабатывает управляющие импульсы (команда управления фазой). Таким образом, что в начале очередной информационной посылки (например, единичной) коэффициент деления ДПКД уменьшается на 1. Спустя приблизительно ј длительности информационного символа коэффициент деления восстанавливается. За указанное время фаза опорной последовательности при выбранном параметре изменяется на р и после восстановления коэффициента деления уже не изменяется, то есть на ѕ длительности информационной посылки поддерживается неизменной. При поступлении на схему управления нулевой посылки коэффициент счета увеличивается на 1 за время ј длительности информационной посылки, после чего восстанавливается его прежнее значение, но за указанное время фаза опорной последовательности претерпевает изменение на минус р.

Рассмотрим более подробно работу схемы управления ДПКД. Она содержит: схему привязки фронтов импульсов (СПФИ), триггерs? Которые формируют короткие управляющие импульсы, а также счетчик импульсов на 5 (50 и 100 в зависимости от скорости), ключ (Кл).

При поступлении положительных импульсов соответствующих изменению фазы на +р и положительного импульса с ДПКД (работающего с коэффициентом деления равным N0=10) на входе 2, CGAB формирует короткий импульс, опрокидывающий триггер, который в свою очередь запускает ДПКД и он начинает работать с коэффициентом деления (Nраз-m) равным 9, при этом на выходе ДПКД будет выделено гармоническое колебание 3,3 МГц. кроме того, на втором выходе триггера формируется импульс, опрокидывающий ключ Кл, который запускает счетчик импульсов. Емкость счетчика изменяется по командам ПАУ???. Как только счетчик заполнился, на его выходе формируется управляющий импульс, подаваемый на вход S триггера. Последний срабатывает: переключает коэффициент деления ДПКД, который начинает работать с коэффициентом деления равным N0=10; закрывает ключ Кл, который в свою очередь отключает счетчик импульсов.

При поступлении отрицательного импульса (команда на изменение фазы -р) соответствующего символу «0» линейного сигнала на вход 1 схемы CGAB и импульса с ДПКД на вход 2, происходит запуск триггера, который изменяет коэффициент деления ДПКД на (N0+m) и он становится равным 11. С выхода ДПКД вырабатывается гармоническое колебание с частотой 2,7 МГц.

Запускается счетчик импульсов и после того, как он отсчитает 5 импульсов, формирует команду (импульс), переключающий триггер, а тот в свою очередь изменяет коэффициент деления ДПКД и он становится равным N0=10.

Сформированный фазоманипулированный сигнал фильтруется и поступает на смеситель 7 МГц. далее, пройдя через полосовой фильтр ПФ2, сигнал на частоте 10±р МГц смешивается с опорным колебанием 60 МГц, полученным умножением частоты 30 МГц на два. Таким образом, фазоманипулированный сигнал с частотой 70±р МГц через усилитель поступает на выход модулятора.

3.2.4 Анализ времени задержки элементов схемы устройства управления делителя с переменным коэффициентом деления модулятора

ДПКД будет работать без сбоев в том случае, если время действия импульса на вход R счетчика больше длительности импульса fm и меньше периода тактовой частоты.

С целью выяснения выполнения этих требований рассмотрим схему и ее временные задержки.

Для КР 531 ИЕ 18 время задержки выключения tзад выкл=10 мс. Для КР 531 ЛА 3 tзад=5 мс, для КР 531 ЛЕ 1 tзад=5,5 мс. Время задержки импульса на выходе дешифратора равно сумме времени задержки элементов DD5.1 и DD5.2 tзад вых деш=15+5+5=25 мс.

Время задержки импульса на выход R источника равно

Длительность импульса на входе R равно сумме времени задержек выключения счетчика, времени задержек четырех элементов И-НЕ и времени задержки элемента ИЛИ-НЕ.

Время действия импульса обнуления на входе R счетчика равно:

Отсюда время действия импульса обнуления на входе R счетчика определяет период опорного колебания T=101 мс.

Таким образом видно, что при обнаружении обнуления, счетчик готов к работе до прихода положительного фронта очередного импульса от опорного генератора. Следовательно схема полностью работоспособна при условии, что длительность импульсов опорного колебания фоп?76 мс.

Выводы по разделу

В результате проведенных расчетов по разработке принципиальной схемы ДПКД модулятора ОФМ, который предназначен для использования в абонентском терминале спутниковой связи пришли к выводу, что данная схема обеспечивает управление схемой ДПКД с учетом особенностей формирования сигналов ОФМ, причем формирование происходит без разрыва фазы. В качестве элементной базы схемы используются интегральные микросхемы серии КР 531. Главным достоинством схемы является то, что она обеспечивает модуляцию сигналов со скоростями от 1,5 до 12 кБод, что вполне удовлетворяет требованиям, предъявляемым к абонентскому терминалу спутниковой связи ОТЗУ.

Другими достоинствами данной схемы являются:

- малая зависимость величины сдвига фазы от температурных колебаний окружающей среды;

- низкие массогабаритные показатели, что является немаловажным показателем для абонентского терминала наряду с остальными достоинствами.

4. ОЦЕНКА ВОЕННО-ЭКОНОМИЧЕСКОЙ ЭФФЕКТИВНОСТИ ПРОЕКТИРУЕМОГО ДЕЛИТЕЛЯ С ПЕРЕМЕННЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ ДЕЛЕНИЯ МОДУЛЯТОРА АБОНЕНТСКОГО ТЕРМИНАЛА СПУТНИКОВОЙ СВЯЗИ

4.1 Оценка военной эффективности делителя с переменным коэффициентом деления

Эффективность применения абонентского терминала спутниковой связи обуславливается эффективностью применения системы связи, элементом которой она является. Использование проектируемой станции в режиме прямой ретрансляции узкополосного сигнала при частотном разделении сигналов корреспондентов на борту космического аппарата позволит организовать спутниковую связь через ретрансляторы связи общего пользования.

Это позволит увеличить количество одновременно работающих станций через один космический аппарат. При этом нет необходимости в дополнительных капиталовложениях на реорганизацию космического сегмента, так как координирующая станция будет работать с космическим аппаратом двойного назначения «Ямал-100».

Расчет радиолинии спутниковой связи показал, что станция в данном режиме работы обеспечивает требуемое качество связи при заданной вероятности ошибки, причем остается энергетический запас и применение сверточного кодирования, которые используются для борьбы с помехами, в том числе и преднамеренными помехами противника. Исходя из этого, работа станции осуществляется при минимальных мощностях передатчиков, что значительно снижает массогабаритные показатели станции и количество потребляемой энергии, а также значительно снижается шумовая температура приемного тракта, следовательно, упрощается приемник станции.

Модулятор проектируемой станции спутниковой связи выполнен на сравнительно простой элементной базе, технология изготовления которой в какой-то степени проста и известна.

Исходя из вышесказанного, можно сделать вывод, что применение проектируемого абонентского терминала спутниковой связи в режиме прямой ретрансляции узкополосного сигнала на борту ретранслятора связи актуально в настоящее время. Так как проектируемая станция обладает хорошей помехоустойчивостью и количество одновременно работающих станций в стволе ретранслятора значительно выше, по сравнению с известными образцами.

4.2 Оценка надежности проектируемого устройства

Наиболее удобным для оценки надежности модулятора являются временные критерии. Исходя из случайного характера временных критериев надежности, для их вычисления используется математический аппарат теории вероятностей.

Расчет надежности устройства заключается в следующем:

а) отказы элементов являются независимыми;

б) отказ одного элемента ведет к отказу всего устройства;

в) однотипные элементы являются равнонадежными;

г) интенсивность отказов элементов от времени не зависит;

д) все элементы функционируют в типовых номинальных режимах.

Подсчитывается количество групп однотипных элементов и количество элементов в каждой группе.

Необходимыми величинами для оценки надежности являются:

а) Tво - среднее время восстановления устройства;

б) T0 - наработка на отказ аппаратуры;

в) лi - интенсивность отказов элементов i-той группы;

г) N - количество типов элементов;

д) ni - количество элементов i-той группы;

е) Л - интенсивность отказов узла в общем;

ж) Kr - коэффициент готовности:

(4.1)

з) P(t) - вероятность безотказной работы.

С учетом требований, предъявляемым к средствам спутниковой связи, ДПКД должен безотказно работать с вероятностью P(t)=0,95. Тогда требования по наработке на отказ устройства будет определено:

или (4.2)

где t - количество часов работы, в течение которого устройство должно обеспечивать вероятность безотказной работы P(t).

Поэтому:

, тогда

часов.

Исходя из принципиальной схемы ДПКД, определим количество элементов каждого типа. Затем с помощью заданной интенсивности отказов элементов (таблица 4.1) определим интенсивность отказа всего проектируемого устройства.

Таблица 4.1 - Интенсивность отказов элементов

Итак, для проектируемого ДПКД абонентского терминала спутниковой связи интенсивность отказов равна:

(4.3)

Л=1,26·10-6+4·1,31·10-6+1,29·10-6=7,79·10-6.

Следовательно, наработка на отказ: T0ф

(часов)

.

Как видно, рассчитанная вероятность безотказной работы P(t)=0,99, что выше требуемой вероятности P(t)=0,95, то есть надежность проектируемого устройства удовлетворяет современным требованиям по надежности.

Таким образом, полученные характеристики надежности проектируемого ДПКД абонентского терминала спутниковой связи удовлетворяют требованиям, предъявляемым к устройству, исходя из условий его эксплуатации и места использования.

4.3 Оценка ремонтопригодности устройства

Надежность системы связи в основном определяется технической надежностью, применяемой в ней военной техники связи, возможностями ремонтных органов по восстановлению и ремонту, уровнем подготовки личного состава, эксплуатирующего военную технику связи.

Под ремонтопригодностью понимается свойство военной техники связи, заключающееся в приспособленности к предупреждению и обнаружению причин возникновения отказов, повреждений и поддержанию (восстановлению) работоспособного состояния путем проведения технического обслуживания и ремонта.

К показателям ремонтопригодности относят:

- вероятность восстановления работоспособного состояния, представляющую возможность того, что время восстановления работоспособного состояния военной техники связи не превышает заданного;

- среднее время восстановления работоспособного состояния математическое ожидание времени восстановления работоспособного состояния.

Область вопросов ремонтопригодности не может существовать сама по себе, она является дополнительной технической областью по отношению к безотказности. Так как эти области влияют на поддержание аппаратуры в работоспособном состоянии, должен быть определен новый, охватывающий эти свойства, показатель. Таким показателем является коэффициент готовности Кг.

По опыту эксплуатации и ремонта среднее время восстановления устройства составляет:

часа, и тогда имеем:

.

4.4 Расчет капитальных вложений

Проведем ориентировочную оценку затрат на производство проектируемого ДПКД абонентского терминала спутниковой связи.

Из опыта экономических оценок в машиностроении известно, что на стоимость изготовления влияет массогабаритные показатели, требования к техническим характеристикам, особенно по точности геометрических форм, технические решения (схемно-конструктивные) и техническо-экономический уровень конкретного производства.

В качестве основы для определения затрат на изготовление нового устройства принимается заводская стоимость устройства (Сз), руб:

где М - стоимость основных материалов, расходуемых на изготовление нового устройства;

Rзав - общезаводские расходы в расчете на одно устройство;

Rцех - цеховые расходы в расчете на одно устройство;

S - общая сумма затрат по заработной плате производственных рабочих.

Расчет стоимости основных материалов М, расходуемых на изготовление одного устройства, представлен в таблице 4.2.

Таблица 4.2 - Стоимость материалов

Вычислим общую сумму затрат по заработной плате производственных рабочих S:

где Kд - коэффициент дополнительной затраты производственных рабочих;

Кос - коэффициент отчислений органам социального страхования.

В настоящее время S0 - средняя заработная плата производственных рабочих составляет примерно 3,5 тысяч рублей.

В радиоэлектронной промышленности принято:

Следовательно, S=3500(1+0,06)(1+0,06)=3933 руб.

Принято, что Rзад=150 руб, Rцех=120 руб.

Таким образом:

Сз=182+150+120+3933=4385 руб.

Полная себестоимость устройства:

Сп=Сз+Rвр,

где Rвр - производственные расходы в себестоимости одного устройства, связанные со сбытом продукции (обычно составляет 6%, то есть 263 руб.).

с учетом этого:

Сп=4385+263=4943 руб.

Проведем расчет капитальных затрат Ка (руб.):

Ка=Кр+Кконс+Кпи+Ки,

где Кр - затраты на разработку и конструирование нового устройства;

Кконс - затраты на изготовление устройства;

Кпи - затраты на патентное исследование (обычно 0,06 Кр)

Кр=SчрTр(1+Коср)(1+Кдрр),

Кконс=Sч консTконс(1+Кос конс)(1+Кдр конс),

где Sч конс и Sчр - средняя часовая оплата разработчика и консультанта соответственно (15 руб./ч, 22 руб/ч);

Тр - и Тконс - время разработки устройства и время консультации соответственно (4704, 254).

Кдрр и Кдр конс - коэффициент отчислений органом социального страхования разработчика и консультанта соответственно.

Принято, что Кдр=Кдр конс=Коср=Кос конс=0,06.

Следовательно получим:

Кр=7921 руб.

Кконс=618 руб.

Кпи=0,06·7921=475 руб.

где Сп - полная себестоимость устройства;

Rпр =15% - процентное отношение планируемой прибыли для изделия данного типа к полной себестоимости устройства.

Ки=4648·1,15=5345,2.

Таким образом, зная все составляющие, капитальные затраты на проектируемое устройство будут следующими:

Ка=7921+618+475+5345,2=14359,2 руб.

4.5 Оценка ценности проектируемого устройства

Ценность разработанного устройства определяется на основании косвенных оценок, полученных экспертным путем.

Э=Q·P0,

где Э - ценность объекта (руб.);

Q - оценка ценности разработанного устройства, нормативный коэффициент, определяемый статическим путем (принято Q=3000 руб./балл);

P0 - общий коэффициент приоритетности работы:

где Pi - количество составляющих, косвенно влияющих на ценность работы (балл).

Общий коэффициент приоритетности включает следующие составляющие:

P1=2 - коэффициент научной приоритетности, балл;

P2=1 - коэффициент приоритетности по виду работ, балл;

P3=2 - коэффициент приоритетности по среде использования результатов, балл;

P4=3 - коэффициент приоритетности работы по уровню удовлетворения требований, балл.

Таким образом, P0=8, а ценность разработанного устройства:

Э=3000·8=24000 руб.

4.6 Итоговая оценка эффективности затрат проектируемого устройства

Оценка производится следующим образом:

где е - ценность разработанного устройства в рублях на рубль затрат при его разработке.

(руб./руб.).

затраты считаются эффективными, если е>е0, где е0=1,5 руб./руб. - нормативный коэффициент эффективности затрат.

Разработанное устройство имеет эффективность затрат на разработку, осуществленную в рамках дипломного проекта, равную 1,67 руб./руб.

Таким образом, разработанное устройство является эффективным, так как условие выполняется.

Оценивая проектируемый ДПКД с экономической точки зрения, необходимо отметить, что его стоимость рассчитана по ценам 2006 года. С учетом инфляции она будет выше. Для вычисления реальной стоимости разработанного устройства, полученное значение необходимо умножить на коэффициент инфляции. Зная коэффициент инфляции, можно вычислить стоимость устройства и при дальнейшем изменении рубля.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В дипломном проекте в ходе оперативно-тактического обоснования требований к абонентскому терминалу спутниковой связи ОТЗУ предъявлены требования к абонентскому терминалу спутниковой связи.

На основе анализа основных методов модуляции цифровых сигналов был выбран наиболее оптимальный вид для использования в военных системах спутниковой связи и предъявлены требования к модулятору абонентского терминала спутниковой связи.

Разработана функциональная схема модулятора и принципиальная схема управления модулятором для абонентского терминала спутниковой связи ОТЗУ на основе применения микросхем нового поколения имеющих большую степень интеграции и быстродействия. Улучшение эффективности существующих модуляторов на основе использования новых схематических решений для создания абонентского терминала спутниковой связи с целью размещения его в непосредственной близости от рабочего места должностного лица пункта управления.

Кроме того произведена оценка военно-экономической эффективности проектируемого устройства и ориентировочные затраты на его реализацию.

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМЫХ СОКРАЩЕНИЙ

АСУ - автоматизированные систем управления;

АТС - автоматическая телефонная станция;

ВС РФ - Вооруженные Силы Российской Федерации;

ДАПФ - дискретная автоматическая подстройка фазы;

ЕССС-2 - единая система спутниковой связи второго поколения (второго этапа развития);

ЛБВ - лампа бегущей волны;

МС РФ - министерство связи Российской Федерации;

ОТЗУ - оперативно-тактическое звено управления;

ОУС - опорный узел связи;

ПУ - пункт управления;

СВЧ - сверхвысокие частоты;

СПС - специальные сигналы;

СХОС - схема организации связи;

УС - узел связи;

ФПС - фельдъегерско-почтовая служба;

ЦБУ - центральное боевое управление;

ЭВМ - электронная вычислительная машина;

ЭИИМ - эквивалентная изотропная излучаемая мощность.

СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ

1. Снежко В. К. Военные системы радиорелейной, тропосферной и космической связи, их боевое применение и эксплуатация. - С-Пб.: ВАС, 1968.

2. Радиорелейный и спутниковые системы передачи./ Под ред. Немировского А. С. - М.: Радио и Связь, 1986.

3. Радимов А. П. Военные системы космической связи. - С-Пб.: ВАС, 1986.

4. Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь. - М.: Связь, 1979.

5. Справочник по спутниковой связи и вещанию./ Под ред. Кантора Л. Я. - М.: Радио и Связь, 1987.

6. Феер А. Беспроводная связь. Методы манипуляции и расширения спектра. - М.: Радио и Связь, 2000.

7. Лагутенко О. И. Модемы. Справочник пользователя. - С-Пб.: Лань, 2001.

8. Персональная спутниковая связь./ Под ред. Смирнова А. В.. - М.: Эко-Трендз, 1998.

9. Горностаев Ю. М., Соколов В. В., Невдяев Л. М. Перспективные спутниковые системы связи. - М.: Горячая линия-Телеком, 2000.

10. Громаков Ю. А. Современные технологии подвижной связи. - М.: Эко-Трендз, 1997.

11. Григорьев В. А., Григорьев С. В. Зарубежная сязь: учебное пособие./ Под ред. В. А. Григорьева. - С-Пб.: ВАС, 2004.

12. Григорье В. А., Лагутенко О. И., Распаев Ю. А. Сети и системы радиодоступа. - М.: Эко-Трендз, 2005.

13. Волков Л. Н., Немировский М. С., Шимаков Ю. С. Системы цифровой радиосвязи:базовые методы и характеристики: учебное пособие. - М.: Эко-Трендз, 2005.

14. Попов В. И. Основы сотовой связи стандарта GSM. - М.: Эко-Трендз, 2005.

15. Раков А. И. Надежность радиорелейных и спутниковых линий передачи. - М.: Радио и Связь, 1981.

16. Васильев М. Г., Волков Е. А. Обоснование основных технических параметров перспективной техники многоканальной радиосвязи. - С-Пб.: ВАС, 1991.

17. Дормидонтов А. В., Рожкова О. В., Рябинов Е. А., Тетерко В. В., Тимонин С. О., Фалин В. С., Филистович В. П. Выпускные квалификационные работы. Учебно-методическое пособие по выполнению и оформлению дипломных проектов и работ. - Ульяновск: УВВИУС, 2006.